影響DCDC開關(guān)直流電源效率的主要因素

本文詳細(xì)介紹了開關(guān)電源(SMPS)中各個元器件損耗的計算和預(yù)測技術(shù),，并討論了提高開關(guān)調(diào)節(jié)器效率的相關(guān)技術(shù)和特點,，以選擇最合適的芯片來達(dá)到高效指標(biāo),。本文介紹了影響開關(guān)電源效率的基本因素，可以以此作為新設(shè)計的準(zhǔn)則,。我們將從一般性介紹開始,，然后針對特定的開關(guān)元件的損耗進(jìn)行討論,。

一,、效率估計

能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應(yīng)用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率,，但是,，一個高質(zhì)量的直流電源效率可以達(dá)到非常高的水平，效率接近95%.

絕大多數(shù)直流電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得,，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù),。Maxim的數(shù)據(jù)資料給出了實際測試得到的數(shù)據(jù)，其他廠商也會給出實際測量的結(jié)果,，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔(dān)保,。圖1給出了一個SMPS降壓轉(zhuǎn)換器的電路實例，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到97%,，即使在輕載時也能保持較高效率,。

采用什么秘訣才能達(dá)到如此高的效率?我們最好從了解SMPS損耗的公共問題開始，開關(guān)直流電源的損耗大部分來自開關(guān)器件(MOSFET和二極管),，另外小部分損耗來自電感和電容,。但是，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻),，將會導(dǎo)致?lián)p耗明顯增大,。

選擇IC時，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件,，以期獲得高效指標(biāo),。例如,，圖1采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流,，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET,，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處,。

圖1.MAX1556降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導(dǎo)通電阻的MOSFET,，采用同步整流，可以達(dá)到95%的轉(zhuǎn)換效率,，效率曲線如圖所示,。

二、降壓型SMPS

損耗是任何SMPS架構(gòu)都面臨的問題,，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行討論,，圖中標(biāo)明各點的開關(guān)波形，用于后續(xù)計算,。

圖2.通用降壓型SMPS電路和相關(guān)波形,，對于理解SMPS架構(gòu)提供了一個很好的參考實例。

降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓,。為了達(dá)到這個要求,，MOSFET以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進(jìn)行開,、關(guān)操作,。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時，輸入電壓給電感和電容(L和COUT)充電,，通過它們把能量傳遞給負(fù)載,。在此期間，電感電流線性上升,，電流回路如圖2中的回路1所示,。當(dāng)MOSFET斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接,，電感和輸出電容為負(fù)載供電,。電感電流線性下降，電流流過二極管,，電流回路如圖中的環(huán)路2所示,。MOSFET的導(dǎo)通時間定義為PWM信號的占空比(D)。D把每個開關(guān)周期分成[D×tS]和[(1-D)×tS]兩部分,，它們分別對應(yīng)于MOSFET的導(dǎo)通時間(環(huán)路1)和二極管的導(dǎo)通時間(環(huán)路2),。所有SMPS拓?fù)?降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關(guān)周期，實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換,。對于降壓轉(zhuǎn)換電路,，較大的占空比將向負(fù)載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加,。相反,，占空比較低時，平均輸出電壓也會降低,。根據(jù)這個關(guān)系,，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉(zhuǎn)換公式：VOUT=D×VINIIN=D×IOUT需要注意的是，任何SMPS在一個開關(guān)周期內(nèi)處于某個狀態(tài)的時間越長,，那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大,。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D越低(相應(yīng)的VOUT越低),，回路2產(chǎn)生的損耗也大,。

1、開關(guān)器件的損耗MOSFET傳導(dǎo)損耗

圖3.典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET電流波形,，用于估算MOSFET的傳導(dǎo)損耗?下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法,，利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項?PCOND(MOSFET)=[(IP3-IV3)/3]×RDS(ON)×D=[(IP3-IV3)/3]×RDS(ON)×VOUT/VIN式中，IP和IV分別對應(yīng)于電流波形的峰值和谷值,，如圖3所示?MOSFET電流從IV線性上升到IP,，例如：如果IV為0.25A，IP為1.75A,，RDS(ON)為0.1Ω,，VOUT為VIN/2(D=0.5),，基于平均電流(1A)的計算結(jié)果為：PCOND(MOSFET)(使用平均電流)=12×0.1×0.5=0.050W.

利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計算：PCOND(MOSFET)(使用電流波形積分進(jìn)行計算)=[(1.753-0.253)/3]×0.1×0.5=0.089W或近似為78%,，高于按照平均電流計算得到的結(jié)果?對于峰均比較小的電流波形，兩種計算結(jié)果的差別很小,，利用平均電流計算即可滿足要求?

2,、二極管傳導(dǎo)損耗

MOSFET的傳導(dǎo)損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF),。二極管通常比MOSFET損耗更大,，二極管損耗與正向電流、VF和導(dǎo)通時間成正比,。由于MOSFET斷開時二極管導(dǎo)通,，二極管的傳導(dǎo)損耗(PCOND(DIODE))近似為：PCOND(DIODE)=IDIODE(ON)×VF×(1-D)式中，IDIODE(ON)為二極管導(dǎo)通期間的平均電流,。圖2所示,，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為IOUT，因此，對于降壓型轉(zhuǎn)換器,，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：PCOND(DIODE)=IOUT×VF×(1-VOUT/VIN)與MOSFET功耗計算不同,，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計算結(jié)果，因為二極管損耗與I成正比,，而不是I?,。顯然，MOSFET或二極管的導(dǎo)通時間越長,，傳導(dǎo)損耗也越大,。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低,，二極管產(chǎn)生的功耗也越大,，因為它處于導(dǎo)通狀態(tài)的時間越長。

3,、開關(guān)動態(tài)損耗

由于ACDC開關(guān)電源損耗是由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起的,，很難估算MOSFET和二極管的開關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時間,，在這個過程中會產(chǎn)生功率損耗,。

圖4所示MOSFET的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET在過渡過程中的開關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出,，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變,，MOSFET的電容進(jìn)行充電、放電,。圖4所示,，VDS降到最終導(dǎo)通狀態(tài)(=ID×RDS(ON))之前，滿負(fù)荷電流(ID)流過MOSFET.相反,，關(guān)斷時,，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開關(guān)過程中,，電壓和電流的交疊部分即為造成開關(guān)損耗的來源,，從圖4可以清楚地看到這一點。

圖4.開關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET通,、斷期間的過渡過程開關(guān)損耗隨著SMPS頻率的升高而增大,，這一點很容易理解，隨著開關(guān)頻率提高(周期縮短),，開關(guān)過渡時間所占比例增大,，從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中,，開關(guān)時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)時間為占空比的十分之一的情況,。由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系,，工作在高頻時，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素,。

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